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CMOS低噪声放大器的设计与优化

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浙江大学信息与电子工程学系 硕士学位论文 CMOS低噪声放大器的设计与优化 姓名:黄晓华 申请学位级别:硕士 专业:物理电子学 指导教师:周金芳;陈抗生 20100125

浙江大学硕士学位论文

摘要


低噪声放大器(Low
noise



amplifier,LNA)是无线接收机射频前端的第一个有

源模块,其性能对整个无线通信系统都有着重要的影响,因此研究CMOS低噪 放的设计优化具有重要的意义。本文的工作主要有以下几点: 1、研究了LNA中的Miller效应。跨导管栅漏电容Cgd对放大器输入阻抗和 频率响应的影响通常称为Miller效应,由于CMOS低噪声放大器结构复杂,大 部分文献都忽略了栅漏电容C酣的影响。本文根据反馈分解理论将栅漏电容C酣 等效分解到放大器输入输出两端,利用戴维南定理对完整的LNA小信号等效电 路进行求解,提出了考虑Miller效应后的LNA等效模型。 2、基于修正后的LNA等效模型,对LNA的输入匹配、噪声系数、输出匹 配、增益、线性度、稳定性及功耗等性能进行了分析,提出了相应的解析公式. 3、基于性能解析公式,以功耗和增益等性能参数为约束条件,提出了一种 以几何规划(Geometric Programming,GP)作为全局搜索算法的低噪声放大器优 化方法。仿真结果表明,基于修正模型的性能解析公式能够更加准确地描述低噪 放的输入阻抗和噪声性能。与已有的设计相比,根据修正公式优化得到的LNA 功耗更低,噪声性能更好. 4、根据全集成LNA的电路特点,提出了基于几何规划搜索算法的全集成 LNA优化设计方法.由于片上电感的品质因数通常都比较低,其寄生电阻引入 的噪声与MOSFET的噪声相比是一个较大的值,本文将包括了电感寄生噪声及 MOSFET噪声的LNA噪声系数公式设为优化目标,从而在电感寄生噪声与MOS 管噪声之间获得了最佳噪声折中。 5、对目前存在的各种可变增益LNA结构进行了分析和对比,提出了一种增 益可调,并且输入输出阻抗匹配、噪声、功耗、稳定性等性能均良好的可变增益 LNA电路。版图基于TSMC 0.18um CMOS工艺,电路设计已送工艺厂家进行流 片制造。

关键词:

CMOS;低噪声放大器;Miller效应;噪声系数;输入阻抗匹配;功耗

约束;几何规划;噪声优化;全集成;可变增益

IV

浙江大学硕士学位论文

Abstract

Abstract
As the first active block of the wireless receiver,the performance of noise

LNA(Low

amplifier)has a significant impact

on

the entire wireless communication system.
of CMOS LNA is


Therefore,the research of design

and optimization
are

valuable work.

The main contributions
1.We

of this paper

as follows:
on

analyzed the

impact of Miller effect


the

LNA.The

influence of response of

gate—drain capacitance of

transistor

on

input impedance

and行equency
of the papers


an

amplifier

is usually called

Miller effect.However,most

ignored
CMOS

the low

effect of gate-drain capacitance due to its complexity when analyzing noise

amplifier(LNA).This

paper decomposed the gate-drain capacitance into the
to Feedback

input and output nodes according
then analyzed the small the first

Decomposition
on

si鄹m

equivalent circuit based

Theorem(FDT),and Thevenin’S Theorem.For

time,revised LNA signal equivalent

model Was developed.

2.We carried
revised LNA

out a detailed study on the

performances

of LNA based

on

the

signal

equivalent model,including input

impedance,noise figure,output

impedance,power

gain,linearity,stability,power

dissipation,etc.Then

the

corresponding revised

performance

formulas were

developed.

3.By setting power dissipation and power gain LNA as

performance

specifications of global
on

design constraints,We
of

present

an geometric programming(GP)-based amplifier(LNA),which
is based

optimization method
revised

CMOS

low noise

the

formulas

of LNA.Simulation results showed that,the revised formulas were

more

accurate

in the description of input

impedance

and noise figure

performances
and

of

CMOS

low noise
on

amplifier.Compared埘th
formulas

existing

designs,the

proposed 2.4GHz better noise

LNA based

the revised

had lower power dissipation

factor.

4.We present a geometric programming(GP)一based optimization method of
integrated

fully

CMOS LNA.With



lower quality factor,the parasitic resistance noise of
not be

the integrated gate inductor

call

ignored compared、析t11
transistor

the noise of MOSFET.

By setting the noise figure,which contained

noise and parasitic resistance

noise,as optimization objective,we made
noise



good compromise between the transistor

and parasitic resistance

noise in the integrated gate inductor.



浙江大学硕士学位论文

Abstract

5.After making gain low noise



analysis and comparison present

on

the existence

VGLNA(Variable

amplifier),we


an

VGLNA circuits,which power gain were

variable and had

fine input&output impedance,noise figure,power gain,stability
sent to

performances.The design has been
process?

fabricate in

TSMC

0.1 Sum

CMOS

Keywords:CMOS;low noise
matching;power
geometric dissipation

amplifier;Miller

effect;noise figure;input

impedance
integrated;

constrained;noise

optimization;fully

programming(GP);gain variable

VI

浙江大学研究生学位论文独创性声明

本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的 研究成果。除了文中特别加以标注和致谢的地方外,论文中不包含其他人已经发

表或撰写过的研究成果,也不包含为获得逝江太堂或其他教育机构的学位或
证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文 中作了明确的说明并表示谢意。

籼黼始若?圣彳蝴¨加年罗矽日
学位论文版权使用授权书

浙塑太堂 有权保留并向国家有关部门或机 构送交本论文的复印件和磁盘,允许论文被查阅和借阅。本人授权逝婆太堂
本学位论文作者完全了解 可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索和传播,可以采用影 印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 (保密的学位论文在解密后适用本授权书) 学 位论 文 作 者 签 名


:2夕

jy 剥

摊 名
刀 沙

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签字



期:

2D 一 年

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G、

召下\日

签字

期Bj

汀脾

弓阳

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致谢

致谢
两年半的研究生生涯很快就要过去了,虽然没有做出多好的研究成果,但确 实成长不少。 首先要感谢的是陈抗生教授。从本科毕业时的导师和研究方向选择,到研究 生阶段的课题选择,以及工作、生活、论文撰写和论文修改等方方面面,陈老师 都给了我无微不至的关心、帮助和指导。陈老师乐于助人的处世态度,谦逊诚恳 负责的治学精神,为人师表的学者风度是我研究生阶段得到的最珍贵的财富。 其次要感谢周金芳老师。感谢周老师在我的科研和学*生活中给予的指导和 帮助。周老师严谨、勤勉的工作态度,出色的科研能力,乐观向上的生活方式都 给我留下了深刻的印象,是我学*的目标和方向。 另外要特别感谢的是张华锋师兄。从进实验室到研究生生涯即将结束,我在 射频集成电路设计方面取得的所有进步都离不开张师兄的耐心的指导和无私帮
助。

同时也要感谢这几年来朝夕相处,相互鼓励和帮助的实验室同学。研究是苦 闷的,但这几年的实验室生活确不让我感到枯燥和疲惫,是你们让我能够在轻松 快乐的环境下进行学*和研究。感谢史治国老师,邓俊勇、洪少华、赵鹏师兄, 王银瑁师姐,以及聂博宇、陈俊丰、戴雅跃、胡新毅、黄映乾、资喜,和你们相 处的时光非常的开心和愉快。 最后要感谢我的父母和挚友陈李佳。因为你们的爱和全力的支持,让我在面 对困难时变得更加坚强,使我能够顺利的完成我的学业。

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绪论

第1章绪论
1.1引言
自1897年英国科学家马可尼成功用无线电进行消息传输以来,无线通信已 有100多年的历史。*20年,无线通信技术发展极为迅速。从只能提供简单语 音服务的第一代模拟蜂窝系统,到能够提供语音、数据、图像服务的第二代数字 蜂窝系统、以及*几年正在不断发展完善、能够提供综合高速个人通信服务的第 三代(3G)移动通信系统,无线通信技术已经广泛的应用于国民经济的各个领 域,正深刻的改变着人们生活。 造就当今无线通信辉煌局面一方面要归功于数字通信技术的发展,另外与射 频微电子技术的发展也是分不开的。要实现高质量的移动通信服务,要求设备体 积小、重量轻、耗电量省、辐射少,同时数据传输速率尽可能的高,解决这些问 题的关键在于通信系统的射频前端【l】,这也是无线通信技术发展所面临的最大挑
战。

1947年,美国贝尔实验室发明了点触式晶体管,这标志着人类正式进入半 导体历史。但直到20世纪60年代中期,才发明了了互补金属氧化物半导体 (Complementary.Metal.Oxide.Semiconductor,CMOS)晶体管,之后半导体工艺进 入高速发展时期,单个芯片上晶体管的数量差不多每18个月翻一番。随着市场 的竞争和技术的发展,已经有越来越多的射频前端电路的选择用CMOS工艺来 实现。一方面是因为CMOS技术在数字市场占主导地位,要提高无线设备的集 成度和可靠性,数字和射频部分选择用同样的工艺实现片上集成(System
On Chip,

soc)是必然的趋势;另一方面随着半导体工艺技术水*的提高,MOSFET的尺 寸能够按比例的缩小,在过去的几十年里,晶体管的尺寸从1960年的2Sum下 降到现在的30nm,这使得集成电路的速度得到了巨大的提高,MOS晶体管的本 征速度提高了三个数量级以上, MOSFET的截止频率提高到300GHz以上【21,

在这样的情况下射频前端用CMOS工艺来实现相比GaAs和BiCMOS工艺,能 够在不降低系统性能的情况下大大降低成本;此外,CMOS电路功耗低,工艺容 易获得,这些都使得CMOS射频电路设计变得越来越流行。

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绪论

1.2低噪放研究现状
低噪声放大器(Low
Noise

Amplifier,LNA,简称低噪放)是接收机射频前端

的第一级有源电路【31,它主要有以下技术指标方面的要求: 首先,从噪声的角度来看。因为LNA位于接收的最前端,与天线直接相连, 根据多级线性网络级联噪声公式可以知道LNA的噪声系数对于整个接收机的噪 声性能起着决定性的作用,因此大部分的LNA文献都是研究如何在满足某些性 能指标约束情况下尽可能的优化LNA的噪声【4】,通常LNA噪声系数要求小于
5dB。

其次,从增益的角度来分析。LNA是射频前端的第一个有源电路,他需要 具有一定的增益用来放大微弱的无线信号‘51。同时为了在放大大信号时不失真, 接收机需要具有一定的动态范围,因此LNA通常要设计成增益可调的结构16], 一般要求LNA高增益模式在15dB左右,低增益在0dB左右. 另外,从选频的角度看,LNA一般有两种构架,一种是应用于某些频率点 的单频【71或者双频【81的窄带结构,另外一直是在超宽带雷达等应用中的宽频 LNA,需要具有几个GHz的带宽[91。 第四,从线性度的角度。衡量LNA线性度指标的参数主要是输出三阶互调 截点OIP3,一般要求RF低噪放的OIP3大于5dBm。线性度越好,接收机在检 测大能量信号时的失真越小,因此,也有一些文献在做相关的研究no】。 第五,从功耗的角度看。LNA作为无线通信系统的一部分,其功耗是一个 重要的性能参数,往往要求LNA在能够满足其他性能指标要求的情况下,尽可

能的减小功耗,这样有利于增加电池的工作时剐11】。
最后,从功率传输的角度看。LNA一般通过传输线直接和天线滤波器相连, 低噪放的输入端必须和它进行很好的匹配【121,这样可以尽量减小反射,进行最大 化的功率传输,同时能够保证滤波器的选频性能,这往往要求LNA的输入反射 系数Sll小于。10dB。 低噪放与源的匹配有两种类型,一种是以获得最小噪声系数为目的的噪声匹 配;另外一种是以获得功率传输最大化为目的的共轭匹配。为了避免因阻抗不匹 配引起的低噪放向天线反射能量,现在绝大部分LNA都采用在实现功率匹配的 基础上做噪声系数的最优化,力求两种匹配的接*。

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绪论

低噪放的匹配可以用纯电阻或者纯电抗网络,也可以使用电阻和电抗的组 合。使用纯电阻网络进行匹配的优点是占用芯片面积小,缺点是要消耗功率,并 且会引入额外的噪声,通常应用在需要进行宽带放大的系统中。使用纯电抗网络 的优点是不需要消耗功率,也不会引入额外的噪声,它的缺点是电感电容需要占 用很大的芯片面积,并且只能在特定的频点上实现匹配,通常应用在窄带系统中。 其电路结构大致上可以分成图1.1所示的四种形式【11。

。.u





一 一

h√. 上


(a)

I I

鸩可@一 ,主可]-l
图1.1、窄带LNA电路结构 系统带来较大的额外噪声。 声性能受这种结构固有的限制,很难进行优化【13】。



● J, 善 一1

l,

第一种是使用电阻并联来实现阻抗匹配的共源放大结构,如图1.1(a)所示。 这种结构主要是利用共源放大器大输入阻抗的特点,用一个并联电阻来实现阻抗 匹配。因为共源放大器的输入阻抗通常很大,只要这个并联电阻的阻抗和滤波器 的阻抗一样(一般是50 Q),便可以实现阻抗匹配,缺点是这个50 Q的电阻将给

第二种是共栅结构,如图1.1(b)所示.这种结构的放大器输入阻抗为1/gm, 优点是可以通过调节偏置很容易实现和源阻抗匹配,缺点是没有电流增益,且噪

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绪论

第三种是使用电阻串联和并联来实现阻抗匹配的共源放大结构,如图1.1(c) 所示。这种结构需要消耗一定的额外功耗,同时也会造成噪声的恶化,另外需要 较多的电阻,不适合于CMOS技术。 第四种也是采用共源放大的结构,但它的阻抗匹配主要用源级负反馈电感和 栅极串联电感来实现。相比其他三种结构,这种结构的因为使用纯电抗器件,不 消耗功耗,也不引入额外的噪声,因此能获得较好的噪声性能,同时能够获得足 够的增益。不足之处是对于全集成产品,片上电感需要占用较大的芯片面积。这 种结构自从SHAEFFER


K和THOMAS H.LEE在1997年提出后【141,在窄带

LNA的设计中获得了广泛的应用。 四种电路结构的LNA的性能总结如表1.1,其中1.1.d是本文研究的重点。.
性能 图1.1.a 图1.1.b 图1.1.C 图1.1.d

阻抗匹配 宽带 宽带 窄带 窄带

噪声
差 一般 差

增益 好


功耗 好 好


芯片面积





好 好







表1.1、四种结构LNA性能对比

1.3论文贡献及安排
本篇主要研究CMOS低噪放的设计和优化方法,安排如下:第一章简要介绍 了CMOS工艺的发展,接收机的结构,以及LNA电路的研究进展。第二章介绍 了噪声系数的一些相关理论。第三章和第四章是本文的重点,其中第三章对LNA 主要性能参数进行了分析,第四章在这基础上提出了三种LNA的设计优化方法。 论文的主要贡献如下:l、对LNA中的Miller效应进行了分析,提出了考虑 Miller效应后的LNA等效模型,填补了目前LNA模型和解析公式中Cgd影响的 研究空白。2、基于修正后的LNA等效模型,对LNA的主要性能进行了理论分 析,得到了相应的性能解析公式。3、基于性能解析公式,以功耗和增益等性能 参数为约束条件,提出了一种以几何规划(Geometric Programming,GP)作为全 局搜索算法的低噪声放大器优化方法。4、根据全集成LNA的电路特点,提出了 基于几何规划搜索算法的全集成LNA优化设计方法。5、提出了一种性能良好的 可变增益LNA电路结构。


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噪声理论

第2章噪声理论
噪声是一个随机变量,它与许多性能参数都有关系,如误码率、信噪比等, 它限制了一个系统所能检测到的信号能量的最低门限,是低噪声放大器最重要的 性能参数。

2.1噪声统计方法
因为噪声是一个随机变量,噪声时域的瞬时值不能预测,但在实际的电路中, 大多数噪声源的*均功率都是固定的,因此通常都可以用*均功率来描述噪声。 我们通常把它表示为:

匕=扎。譬廊

㈨,

厶可以形象的看成是噪声源1,∥在电阻毗上产生的*均热能。因为一般的
系统都是工作在某些特定的频率范围内,所以我们需要在P钾中引入跟频率有关 的衡量因子,我们用尸钾∽来定义。Pav∽的含义是对于一个噪声源v∥,先通过中 心频率为.f带宽为1Hz的带通滤波器,然后再用式2.1来计算它的*均功率。 在*惯上一般将式2.1中的毗去掉,用符号最(7)来表示,称为功率谱密度,单 位是V2./I-Iz,这样如果我们要分析某个频带范围内的噪声,可以用式2.2来计算:

匕=J:穿&(厂)矽+f:殳Sx(f)df
对于实数’,∥,Sx∽是偶函数,式2.2也可以表示为:

(2.2)

匕=j叠2Sx(厂)df

(2.3)

对于在整个频率范围功率谱密度值都相同的噪声,我们称之为白噪声,例如 电阻的热噪声就可以*似认为是白噪声。

2.2电路器件中的噪声
在低噪放电路中噪声一般来源于两个部分,一种来源于电阻或者电感等器件 的寄生电阻,另一种是来源于MOS管。 温度为丁,阻值为尺的电阻,它的噪声可以看做是阻值等于R的理想无噪电 阻与噪声电压功率谱密度为K2的噪声电压源串联,也可以看做与噪声电流功率

谱密度为艺的噪声电流源并联,如图2.1所示:

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噪声理论



尺郁 口果

ol●上¨]_上

无噪

TnVl中 R翌《
谚=4kTRB
(2.4)

图2.1、电阻噪声等效模型 对于在频带宽度为召的网络中的电阻,它的噪声电压功率谱为:

噪声电流功率谱为:

《=4kTGB
其中七是波尔兹曼常数,k=-I.38x10彩J/K。

(2.5)

工作在线性区的MOS管主要存在三个噪声,一个是栅多晶硅电阻热噪声评,
这个源噪声的计算方法与式2.4一样,只要知道栅多晶硅电阻的值,便可以知道 这个噪声的大小,因此在通常的LNA电路中,MOS管尽量设计成多指的结构, 并且栅的两端都连接上,这样可以最大程度的降低栅多晶硅的阻值,从而降低栅 多晶硅引入的噪声。对于栅宽为职finger值为n的MOS管,栅电阻值可以表
示为‘15】:

R1=器
热噪声电流苦,如图2.2所示:

(2.6)

其中咒为多晶硅方块电阻。另外两个噪声分别是栅感应噪声电流≮-2和沟道

图2.2、MOSFET噪声模型 因为工作在线性区的MOS管可以看做是一个受电压控制的电阻,因此它的


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噪声理论

噪声表现与电阻类似,为白噪声,对于沟道热噪声詹和栅感应噪声《,当系统带
宽为B时,它们等于:

露=4kT),'gaoB

(2.7) (2.8)

《=4kT699B

其中gdO是当漏源电压Vd。为0时的晶体管跨导,三为晶体管栅长,Vod为晶 体管过驱动电压,魄at为电子饱和速率,∥。仃为电子迁移率,gg与gdO的关系为:

岛=等
约是2/3,对于短沟道晶体管,’,通常大于1,在1~3之间【161,且有6/y=2.

亿9,

式2.7与2.8中的),,6是与工艺有关的沟道噪声系数。在长沟道晶体管,),

因为栅感应噪声《有一部分是由沟道热噪声%-2都是由沟道载流子的不规则
运动引起的,它们具有相关性,相关系数表达式如下,其中c--O.395t171:

一铴
2.3噪声系数及噪声匹配
与输入端的噪声电压源《和噪声电流源e的叠加,如图2.3所示:

亿埘

为了方便分析,我们可以将一个有噪的二端口网络等效成一个无噪声的网络

Z t嚏

有噪 网络

.7即一\

’刀

:u审


无噪
网络

图2.3、二端口网络等效噪声

其中谚是当输入端短路时,有噪二端口网络的输出噪声功率等效到输入端
噪声电压的值,而毒是当输入端开路时有噪二端口网络的输出噪声功率等效到输
入端噪声电流的值。 我们一般用噪声系数来衡量一个有噪系统的噪声性能。噪声系数定义为:

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噪声理论

坼=器=潴
声功率,对于一个二端口网络,我们可以表示为图2.4:

汜㈩

其中Si和品分别表示输入和输出信号功率,M和No分别表示输入和输出噪

1~厂、一r一一I

7Ⅳ一、’玎

1夕


掣 :。 )V妄一{。u审 )
x 图2.4,二端口网络噪声系数

无噪 网络

Dut

其中设信号电压为Vs,用信号源内阻R。产生的热噪声电压为K2=4kTR,B, B是系统带宽。因此在输入端x点的输入信噪比为:

S/M=K2/哇

(2.12)

设二端口网络的电压增益为A,,输入阻抗为磊,则系统的信号输出功率为:

瞄2 l表陪
系统的噪声输出功率为: Ⅳo=(k2+屹2+‘2愿2)
根据噪声系数定义式2.11可以得到:

汜…

一Av2(2.14) R

Ⅳ。:型堕:1+JL+立堕


(2.15)

So/No

4kTBR,4kTBR,

对于式2.15,当Rs2嘲op2=谚/《时,系统噪声系数为最小值:

ⅣF曲.1+2籍

尸■i

(2-16)

在通常的情况下,源阻抗R。并不等于0/《,因此在信号源与二端12网络之
间存在着两种匹配:一种是最小噪声匹配,即添加匹配网络使得从有噪系统向信 号源看进去的阻抗为Ropt;另一种是传输功率最大化的功率匹配,即输入阻抗共

轭匹配,需要在输入端增加匹配网络使得R。镏in’。

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噪声理论

在LNA电路中,因为低噪放往往是通过滤波器和天线直接相连,如果输入 阻抗不匹配,输入信号反射一方面使得信号能量被损失,另外也会造成能量向天 线反向辐射,这可能会将造成严重的问题。因此现在的LNA设计思路是,在实 现功率匹配的情况下,尽量使得两种匹配接*。通常的做法是,对于一定电路结 构的LNA,进行输入阻抗匹配约束,这样可以使得LNA能够满足功率匹配,在 这种约束下,进行噪声最小化的数值优化。这样就可以在阻抗匹配的基础上,同 时实现噪声匹配,这种情况下能够以较小的噪声恶化代价获得了阻抗和噪声的同
时匹配。

2.4多级线性网络级联噪声
在接收机的射频前端中,通常包括天线,滤波器,低噪声放大器,混频器,可 变增益放大器等模块,每个单元都有自己固有的内部噪声,也具有一定的增益或 者损耗,对通过这一级的信号和噪声都会造成一定的影响。如果各级模块的噪声 系数和功率增益如图2.5所示:

-MZ221-----

Fl



F2

F3

G1

G2

G3

图2.5、多级线性网络级联噪声 则多个模块级联的噪声系数可以表示为【l】:

Ny=I+¨等+等
噪声对整个系统的影响。

(2.20)

从式2.20可以看到,在一个线性系统中,一般前几级网络的噪声对系统的噪 声影响最大。为了减小系统的噪声系数,一方面可以尽量减小前两级网络的噪声 系数,另外也需要适当的提高这几级网络的增益,这样可以减少后面各级网络的



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菇源共棚镡掘电感负反馈LNA

第3章共源共栅j毫级电感负反馈LNA
共琢共栅蒜级电感负反馈LNA因为使用纯电抗器件来实现输入阻抗匹配, 能够获得良好的噪声性能,同时又具有共弹共栅放大器的大电流增益和高输出阻 抗的优点,在窄带低噪放设计中获得了广泛的应用.因为共源MOS警的电容c“ 的耦合效应,电路输入级的状恋容易受到输出级的影响,这种现泉在1967年被 Millerman发现,后来被称为Miller效应1371.幸运的是,因为Miller电容cd的 影响涉及到反馈支路的计算和等效,计算比较复杂.有很多人研究出来了各种等 效和快速计算方法,其中1998年s.M.Potirakis提出的反馈分解理论12’I是一种比 较好的等效方法,在这基础上他又在2005提出了Miller效应精确的计算方法l删, 使得Miller效应的分析和计算得到比较有效的解头.不幸的是因为共琢共栅景级 负反馈LNA存在着Miller电容c0支路和源级电感负反馈支路这样两个反馈环 路,之前提出的各种快速计算方法在计算CISD-LNA的Miller电容效应时都不 适合,本文将针对这个问题进行研究.
3.1

MOSFET梗型
CMOS晶体管全称为互补金属氧化物半导体(Complementary.Metal-Oxide-

Semiconductor)晶体管。对于不同的工艺厂家,他们流片制造的工艺过程可能会 有所不同,但是对于n型MOS晶体管,它的结构都可I;【简单的表示为I”】田31:

围3.1、n型MOSFET结构 器件制作在P型衬底上,两个重掺杂的n有源区形成薄端和满端,他们的纵 向尺寸称为MOS管宽度,在两个有源区之间是导电沟道区,它们的长度称为沟 道长度£,因为泺漏结的横向扩散,薄焉之间的实际距高通常小于厶称为有效 淘道长度厶f,它们之问的关系为:

b=L一2Lo

(3.1)

其中幻是横向扩散的长度,约占总长度工的5%左右。在导电沟道和上面的
导电多晶硅之间有一层薄的Si02氧化层,用来隔离栅与衬底.MOSFET的有效 作用主要是发生在栅氧化层下面和有豫区之同的导电沟道区域,在栅琢之问加上

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共源共栅源级电感负反馈LNA

不同的电压,导电沟道之间将呈现不同的阻抗值。 NMOS管和PMOS管的电路符号通常如图3.2所示:

(a)Ⅳ嬲

(b)尸朋7∞

图3.2、NMOS和PMOS管符号 一个MOS管有四个端口,其中G为栅极,B为衬底,D为漏极,S为源级。

对于NMOS管,它的衬底通常接地,当栅源%电压大于阈值电压%后,沟道 电阻值迅速减小。图3.3是一个NMOS管沟道电阻值Rds与栅源电压%的曲线:

{一 \


0.20 0,22
0.24

\ \.
026 O.28 0,30 0.32 02.4 036

0∞0.40

Vgs

图3.3、栅源电压%.沟道电阻Rd。曲线
其中MOS管栅宽形取2009m,玩等于珞,圪等于K,工艺模型为SMIC (中芯国际)O.18umCMOS数字工艺。可以看到在Vgs大于0.4后,沟道电阻的 阻抗迅速的下降。

对于长沟道NMOS管,当憧‰,且魄+炝%时,MOS管工作在饱和状
态,漏极电流厶可以写成:

厶:i1%巳孚%2
电容,/.t。靠是饱和电子迁移率。

(3.2)

其中W是栅宽,三是沟道长度,虼d是过驱动电压,Cox为每单位面积上的栅级

当MOS栅长逐渐变短时,在漏极电流的模型中要引入短沟道效应【18】修正因 子P,这时漏极电流可以表示为:

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共源共栅源级电感负反馈LNA

厶=吾%巳詈%2而1
修正因子P为:

(3.3)

p:且
LE婚m

(3.4)

其中层砒是饱和速度场效应系数,因此可以得到饱和跨导gm为:

92F/p+帅 。=甓刮^W㈡Fl



2—:i;尹2“q旷L“‘r∞,1.^、z’ L
dy.。

(3.5)

tl十p J

当魄=0时,跨导gao为:

鼬/‰=篇
完罄的MOS管小信号模型如图2.5.4所示:

(3.6)

井|I gm飞。申乞
●__ ●--



、s上扣=
图3.4、MOS管小信号模型

一f、

一。砌

其中白、Csb、Ca,分别是栅、源、漏到衬底的电容,与栅源电容%和栅漏
电容Cgd相比较小,因此一般在分析的过程中都忽略它们的影响。其中栅源电容

%和栅漏Cgd分别为:

巳≈专Cox%
Cgd≈WCo,

(3?7)

(3.8)

在0.25urn CMOS工艺下,Cgd/cgs约为25。/旷50%‘191。由于沟道长度调制效 应,漏源电流厶会随着漏源电压甄。变化,当MOS管工作在饱和区时,这个变 化呈线性关系口Ol,因此一般用一个电阻来模拟这个效应,称为沟道调制电阻厂o:

卜丝≈上 铲茸≈瓦
12

‘7 (3.9)

其中A为沟道调制系数,通常沟道调制电阻ro的值在几千欧姆,这个输出电

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共源共栅源级电感负反馈LNA

阻限制了放大器的最大电压增益。 器件的截止频率五表征了一个器件的最高工作速度,是一个非常重要的性能 参数。截止频率定义为短路电流增益为1时的频率,根据图3.4我们可以将MOS 管共源连接的小信号简化模型表示为图3.5:

图3.5、MOS管小信号简化模型 因为通过h支路的电流远小于跨导电流,忽略%后可以得到截止频率为圆:

“2zr(巳+%)

,=:土.

&.

(3).10

将式3.5,3.7,3.8代入式3.10可以看到,截止频率.,;与沟道长度£的*方 成反比。这表明随着MOS晶体管尺寸的减小,截止频率._7;能够迅速的提高。目 前,MOSFET的截止频率^已经超过了300GHzt211,这也是越来越多的人选择用 CMOS工艺来设计射频和微波电路的一个重要原因。
3.2 LNA Miller效应分析

LNA一般通过传输线直接和天线滤波器相连,低噪放的输入端必须和它进行 很好的匹配,这样可以尽量减小反射,进行最大化的功率传输,同时保证滤波器 的性能。低噪放的匹配可以用纯电阻或者纯电抗网络,也可以使用电阻和电抗的 组合。常用的LNA电路结构有图1.1所示的四种,前三种因为使用了电阻进行 匹配,电路的噪声性能都不理想,第四种结构使用纯电抗器件进行匹配,不会引 入额外的噪声,因此有比较理想的噪声性能,自从SHAEFFERD K和THOMAS H.LEE在1997年提出后【14】,在窄带LNA的设计中获得了广泛的应用。 为了尽量减少输出电路对输入电路的影响,通常会在共源放大器结构与输出 电路之间插入一级共栅放大器进行隔离,这种LNA电路结构称为共源共栅源级 电感负反馈(Cascode inductive
source

degeneration,CISD),如图3.6所示:

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50Q

图3.6、CISD.LNA原理图

其中跨导管Ml源级接负反馈电感厶以实现阻抗匹配,栅极接电感Lg调整 LNA电路的谐振频点,其完整的小信号模型如图3.7所示:

图3.7、CISD.LNA小信号电路图

由于CISD.LNA电路结构复杂,大部分文献都直接忽略了放大管栅漏电容 Cgdl对电路的影响。然而,随着CMOS工艺的发展,栅漏电容Cgd与栅源电容

%的比值越来越大,在0.25岬CMOS工艺下,Cgd/%约为25%'--50%,因此在
LNA的设计优化中,必须考虑这个电容的影响。 根据反馈分解理论(Feedback
Decomposition

Theorem,FDT)[211理论,可以

将Miller电容Cgdl分解为cMl,‰:
col=qdl.(1—4). cM2=%1.(1—1/4).
(3.11) (3.12)

式中:Av--vd。/晦,其中‰和峰分别是漏源和栅源电压,如图3.7中所示. 对图3.7的小信号电路用戴维南定律对各节点进行分析求解之后可以得到:
14

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zo=1“gm2+j‰巳2).
4(/‰)=v出/%=一(gmlZo一‰2Cg。l丘+jtOogml厶).
定义Miller效应系数K为:

(3.13) (3.14)

K=cMl/Cgsl.
将式(3.1 1)、(3.13)、(3.14)代入式(3.15)7得


(3.15)

K的值与式(3.16)中各参数有关,它的实部主要由(1+gml铀)?Gdl/Cgsl决定,
典型值在30%"100%。它的虚部通常要比实部小两个数量级,意味着Miller电容 Cgdl分解到电路两端的CMl,Cva*似为纯容性,这与文献【221的结论一致。以文 献‘141的设计为例,其中:^=1.5GHz,三cfr=0.351am,Cox=3.84mF/m2,Ls=lnH,Cgsl≈540
iF,Cgdr≈1 60fF,Cgs2≈270iF,gml-≈O.025A/V,gm2-≈-0.0 1

2iqdl?(1+丽gmI
【一挚l

m+ OC— go lcooc 祭 2 2

2吒t丘+j‰‰t砂


(3?16)

8S,可以计算得到:

K=0.68+jo.012。将Miller效应系数K记为:

K≈≥.(1+鱼).
乙gsl

(3.17)

gm2

对于图3.7中的CM2支路和gml支路,通过等效电容Cm的电流iCUE与漏源

跨导电流‰l之比为
(3.18) I/‘CM2 I'1/-。I=I(‰.‰CM:)/(%.gm。)I. 在通常的电路中,Vgs.gml要比Vds.(DO.‰大2个数量级以上,也即通过等效电

容Cl啦的电流/cm与漏源跨导电流f鲫l相比几乎可以忽略,因此,包含了Miller 效应的CISD.LNA小信号电路模型可以*似的等效为图3.8。图中,.为晶体管 Ml的栅寄生电阻灭l与栅电感如的寄生电阻R2之和。

图3.8、简化的CISD.LNA小信号等效电路模型

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3.3

LNA输入阻抗匹配
根据图3.8,可以得到考虑了Miller效应后的输入阻抗修正公式:
Zm=r

4。瓦gm嘁Ls+j(‰厶一丽1

)?

(3.19)

式中:厶吒一。。传统的输入阻抗计算方程忽略了Miller效应,其输入阻抗
公式为式(3.19)中K取0的简化。 将式(3.17)代入式(3.19)可得谐振频率为

‰2丽1/
际的COo将高估12%"30%。

(3.20)

这与文献【231中得到的结论一致。传统的谐振点计算公式取式(3.20)右边的第

一项,这将导致对谐振点的高估。如果(1+gml/gm2).Cgdl/%l在30%-'100%,对实

为了比较传统的输入阻抗计算方程和式(3.19)的区别,采用中芯国际(SMIC)

O.18岬RF CMOS工艺,Cadence系列软件来仿真验证。电路参数为:.而=5.8 GHz,
Lea=0.16

pm,%=%=200肛l,‰=1.2



Vgs=0.6



1=4 mA,r=2 Q,Ls=o.35 nH,

三g.:2.2 nH,gm=0.046 A/V9 Cox=8.6 mF/m2,C擎=l 83.5行。

对比结果如图3.9所示,仿真结果、修正模型和传统模型均取以上电路参数。

图3.9、输入反射系数比较 其中仿真结果是使用Cadence Spectre仿真工具对输入阻抗的仿真结果;修

正模型是用Matlab对式(3.19)09仿真结果;传统模型是基于文献【14】中的输入阻抗
公式的Matlab仿真结果。

16

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从图3.9可以看到,传统的输入阻抗计算公式与仿真结果严重背离,对实际 频点高估了*25%,而本文推导的输入阻抗修正公式(3.19)1的计算结果与Cadence 仿真的结果几乎完全吻合。
3.4

LNA噪声分析
CISD.LNA的噪声来源有三个部分:第一部分是偏置电路,为了减小偏置电

路对电路输入匹配状态和系统噪声系数的影响,在电路的设计中,通常风i罄都取 非常大的值,因此在输入匹配和噪声分析中可以*似认为偏置电路交流开路,可 以忽略这部分电路的影响;第二部分是共栅管和输出匹配电路,在共源共栅结构 中共栅管引入的噪声一般比较小【141,为了减小输出匹配电路对LNA噪声系数的 影响,一般都选用电感和电容来实现匹配,如果使用电阻匹配,则需要在LNA 噪声系数中考虑它的影响;第三部分包括共源管M1噪声,输入匹配电感寄生电 阻,以及信号源内阻噪声,它们是LNA噪声的主要来源。 考虑了Miller效应的CISD—LNA噪声分析小信号电路图如图3.10所示。当 共栅管和输出匹配电路引入的噪声较小时,在计算低噪放的噪声系数时可以忽略

这部分无噪网络的影响,因此我们主要分析4个噪声源:信号源内阻热噪声乞、

栅多晶硅电阻热噪声埠、栅感应噪声《、沟道热噪声薯。

图3.10、修正后的CISD.LNA噪声分析小信号模型 噪声系数是输出噪声总功率-9由源内阻热噪声引起的输出噪声功率的比值, 可以表示为:

坼=善=掣

@2?,

因为本文研究LNA在输入阻抗匹配约束下的噪声优化,因此之后的噪声分

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析中均假设输入阻抗-9源阻抗匹配已经匹配,即Zm稚。,同时为了分析和化简方
便,输入阻抗匹配忽略栅极寄生电阻,.的影响,阻抗匹配约束为:

燕咄
(1+K)G



(3-22)
、 7

W02Lt(1+K)巳=1. 其中厶屯。“g。
3.4.1

(3.23)

LNA栅电阻热噪声 谚-9《,的关系如图3.11:

图3.11、栅电阻热噪声小信号模型 我们可以得到:





石=孑.1
同样,根据图3.11,可以计算得到:

—了l

=K‘?l

(3.24)



石每I
3.4.2

(3.25)

LNA栅感应噪声
≮-2-9 i。2,g的关系如图3.12:


go睁

图3.12、栅感应噪声小信号模型
18

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可以根据图3.12的小信号模型,根据戴维南定律,对于节点心和’,。有:

孟葛一上jr.oL,慨.v黟


j国Lg+Rs

HI昏

(3.26)

矗矗2名一脚似豫%
lo。g。gm‘v擎

(3.27) (3.28)

可将式3.26化简为:

将3.29代入3.27刈得:

vg-%锰1埙’一+(归+.1.gj+丽 o 1 K)%)2‘ %‘面1
O,g名而磊蔫篇等面丽

(3.29)

(3.30)

将3.30代入3.28可得:
(3.31)

将3.22,3.23代入3.31可得:

I:D'g=名锴=‘而g瓦m勰
图3.13、沟道噪声小信号模型

(3.32)

3.4.3

LNA沟道热噪声

虿与五的关系如图3.13所示:

同样根据图3.13的小信号模型,根据戴维南定律,对于节点Vg、Ys、Yd建立 方程有:

19

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么+io一5蠢
.k

(3.33)




套 磊高


(3.34)

(3.35) (3.36)

L,d 2幻+gmV刍

将3.33代入3.34消去vs,3.35代入3.36消去峰,可以得到:

将3.38代入3.37消去igs可以得到:

屯广‘+‰名丽1 R+加乓+丽1 =一膨厶(1+面面gr丽, "io,a
o=等

一,国厶(k+屯,d)=(R+_,国t+—jco—(1J+LK)C乒)。

(3.37)

(3.38)

(3.39)

将3.22,3.23代入3.39可得:
(3.40)

3.4.4

LNA噪声系数
根据2.2节的电路器件中的噪声及3.1节中的MOEFET模型,可有

V;,V;,艺,《的表达式为:
《=4kTBR,
哆2=4kTBr

(3.41.a) (3.41.b)

艺=4kTBygao

(3.41.c)
(3.41.d)

《=4kTBSgg

根据3.4.1,3.4.2,3.4.3节,有最,,%-2','io,92,i叫2与谚,K2,艺,《的关系式:
————I

i。2,,=v,2?l

=iJ
20

(3.42.a)

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k=名酱=ig州.十gm两簇(3.42.C)
i口,d=等 因为栅感应噪声《有一部分是由沟道热噪声詹都是由沟道载流子的不规则
运动引起的,它们具有相关性,相关系数表达式如下:

虿=了1壶弦.|赢12
Flg.1彳d:声

,。

共源共栅源级电感负反馈LNA

@42脚

(3.42.d)

(3.43)
、一。 一,

It?乞I
其中c=O.395[17】,其中式3.41左边部分的虚数符号表明,由沟道热噪声引起 的那部分栅感应噪声因为栅源电容的影响要比沟道热噪声早900。
从而可以将3.21的LNA噪声系数表示为:

21

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共源共栅源级电感负反馈LM

NF

:1+二+盘±鱼±垫墨±望:璺:


《,

:1二+堑堕+盟:!霉垒& R

小÷+垒乎+掣i2



‘-2,

葚,

小云+学+掣+霉1Vs
¨

丢,

瑶,



屹2

i2叫名嗟一,生2cog幽2
¨

【5 2厶

J}

小云地2耐们等耐t2百Ygd0+1毫.2Rel。c丢一,壶,丁ig‘i[> 小云地2删,鲁删警+专奇掣


小云地2删,鲁耐t2警+考盖。厩

@44,

小—r+69 —(Rs2+c0—2Lt2)+17'gdor-.02L—s2+ CR呸,Oal-, X/'Sg 'Ygdo
Ⅳ,小云+訾+上5RsgdoQ2+ 船Rsa
厂2钿+么,



小云地2搿翰等耐t2警+轰譬?厩瓦
将3.5,3.6,3.22,3.23代入式3.44,可以得到噪声系数方程为:

gdo

a+紫(3.45)
、 。

足a鼠o∥

式中:),、6.c是噪声相关系数‘16m 71,K为Miller效应系数(式3.17),Rs为 源阻抗。Qmd为栅电感品质因数,,..gdO、a,O为:
(3.46.a)

钿=彘俨,
k 么≈o如goLt Qh

(3.46.b)

2而面3莜西形~, 2(1+K)钒C『戗£Q0

(3.46.c)

岛。=JLl。仃Cox?W三Vod

(3.46.d)

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共荫共橱潭缓电感负反馈LNA

。:叠:;娑
gdo

O+P)‘

,=鼍1151,
勺z2jC WLⅢ…
武(3
46 a~3.46

(3。so

口5面1西-(3.46.g)
(3
46

h)

h)均为过驱动电压p钿与晶体管栅宽W的函数,从而#tot)

可以表示为

雌=l+(b1W+b2W“)+^(1+蜀)制W

k_1+ft+而o+丘m‘1+‘(1+足)284卜丌,柚一’
(347)

武中:6l、62、Jl、x2,、码,.拍等是与y0.Ⅳ无关的量,d是voa的函数. 输入栅极电感k用具有高品质因数的片外键台-'佥线(GoldBondingw№)柬实现。 其电感特性*似理想,在这里设Q。a=100,这也是很多研究中采用的*似方法 【6驯.

fo=2.40}乜耐噪声系鼓坼如图314所示.

固3.14、职‰撕自线
3.5

LNA性能参数分析

3.5l输出阻抗匹配
图3.6电路的小信号电路可以表示为3.15所示.为了减小输出端信号的反射,

增大信号增益,通常需要在LNA的输出级电路和负载之间(通常是50f1)增加
匹配网络.使得磊m^足50.
23

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图3.15、CISD.LNA小信号电路图

因为对于跨导gm2支路,电流igm2主要受栅源电压№控制,与漏级电压Vd2 相关性很小,因此从Vd2向Vs2看进去,可以认为gm的Vd2交流接地。同样,分 析节点№向M1看进去的阻抗时,也可以忽略gml的影响,因此图3.15输出阻 抗分析电路可以等效为:

1 g=2

图3.16、CISD.LNA输出阻抗小信号电路 因为rol,r02通常为很大的值(几kQ),而1詹Ill2为较小的值(几十Q),Ro 为输出电感L。寄生电阻,.的等效电阻,其值为Ro-9。d2*r,其中Qind为电感的品 质因数,风通常为几百Q。因此图3.16可以简化为:

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Zf

七一

Output match

rOpI

=%H之

可以得到磊的表达式为:






图3.17、CISD.LNA输出阻抗等效电路

Zx"-"R//甄jCOLo

(3.48)

图3.17中Q啦为共栅MOS管M2的栅漏电容,通常为几十fF的值。如果 LNA的工作频率为2.4GHz,当Cid2为100/F时,需要44nil的电感£o才能使输 出级电路谐振,而44nil的电感在芯片上将占用非常大的芯片面积,因此直接使

用负载电感厶与电容%谐振是不可取的,通常的做法是引入额外的电容,从
而减少所需要的电感值,同时因为Ro的值为几百Q,我们使用两个电容来实现 输出阻抗匹配,如图3.18:

弋一 l一一一

Zf

!I CDl
I :|I


I乓一 I

Zopi

H乞缸



I I


I:. LD2。 丁;I
/1.






!I.——.一一J:
Output

match 图3.18、CISD.LNA输出阻抗匹配电路 串联一个适当的电容Col将较大的尺。调整为50Q的等效电阻R02,这个电容 会使等效的三02相应的减小,因此需要在并联一个电容C02使得输出回路在工作

频率处谐振。在具体的电路设计中,首先是选择一个合适的Col,使得导纳比 的实部为0.02,然后选择一个C02抵消导纳比的虚部,这样便实现了输出阻抗
匹配,这个过程可以使用圆图很容易的实现。 以上的输出匹配网络的优点是设计方便,同时因为只使用纯电抗器件,LNA

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的噪声性能不会恶化,缺点是该并联谐振回路电感的Q值较高,电路的3dB带 宽较小,另外电路的输出匹配是窄带匹配,输出匹配点容易受到电容值和电感值 偏差的影响。但是因为在实际的LNA电路应用中,LNA的下一级电路是混频器 Mixer或者可变增益放大器VGA,LNA的负载为容性,因此不需要该电容匹配 网络。

3.5.2功率增益
对于低噪声放大器,增益是一个比较重要的性能指标。低噪放通常选择用共 源共栅结构实现,其中一个重要的原因是共源级放大器能提供LNA所需要的增 益,其中增益主要是由共源级MOS管提供,如图3.19所示。

50Q

图3.19、完整的CISD.LNA电路

MOS管Ml可以将栅源电压%的变化转换成为漏极小信号电流,然后通过
负载阻抗汤。甜可以产生输出电压,实现信号放大的功能,共源级放大器的小信号 电路图可以表示为图3.20:

图3.20、LNA共源级放大器09,J,信号电路 其中K是3.2节中定义的Miller效应系数,表示的是栅漏电容将共栅级耦合

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到输入级的影响大小。我们假设电路已经实现了阻抗匹配,因此有:

可以计算得到:

驴丽蒜=上j2R,co(1+K)Cg,1
’伊弘(1+K)%1

屯=%/2B

(3.49)

¨。~ 。.5∽

从而可以计算出跨导电流:

k=g∥%=面丽grnl磊"Vin万
小信号电路图可以表示为:

‘3.51)

为了简化分析,先不考虑电容C0l的分压作用,将Col视为理想,共栅级的

|I ZDlff/ /1一

gs7


一gm基

拌制
善=一—墨L一
l’load

图3.21、共栅级的小信号电路图

根据%与趾的分流关系,可以求得:
(3.52)


gm2+jcoCg,2

因此可以得到输出电压为:
v。。=i。?Z。。 L 3.) (3. 5353 o) v伽2 z伽。一酊

其中zoIlt为:

z呲=地||面再1 i№|K。删
当输出级电路谐振时,Zom虚部为0,电路能获得最大增益,这时Zom可以简
化为:

乙=民//恐o

(3.55)

将式3.51,3.52,3.55代入式3.53可以得到输入输出最大电压增益为:

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阱k‰

=|_两gin2?等lload心低)l
I‰2+扣%2‰一
‰2


川’l
—R?如 Ro+如

‰l

:—』=:一.盟.鱼!丝釜L 41+(o)Cg,2/g,.2)2
=——-==========================●?———:————==一●—————————————=———一

‰2+joJCg,2 j2R co(1+K)Cg,l

Ro+氏2Rscoo+K)

:&!』L 2∞%l 1+K
其中T1表示输出回路的三o、Ro、C02的分流效应,是一个小于l的值,当栅极 Mos管ME的尺寸确定时,在实现输出阻抗匹配后,n是一个确定的值。 从式3.56可以看出,CISD.LNA的增益可以从以下几个方面进行优化:

首先是M2管的优化,可以尽量减小国%2/gm2的值,因为∞C警2/gm2通常远

远小于1,(∞%2妇)2比1要小4个数量级,因此针对M2管做增益优化意义
不大。

其次,可以针对输出级电路进行优化。从式3.56可以看出,为了增大增益一 般应选择合适的输出电感和电容,使之在工作频率出谐振,同时为了减小输出反 射,因此LNA输出级需要考虑实现输出匹配,这样可以一定程度上减小信号的 反射损耗,增大增益。 最后,可以通过输入级共源放大管M1来改善电路的增益。对于工作在饱和 区的MOS管,gm,/Cgs,可以*视的表示为:

鱼: 巳?物?矽?%/三
勺l 2勺?W?L/3

2I)

(3.57)

式3.57表明,MOS管M1的栅宽形对LNA的增益基本没有影响,而Ml的

过驱动电压‰与LNA的增益成正比,因此在同样的功耗下,我们可以通过减
小共源管Ml的栅宽,提高过驱动电压来提高低噪放的增益,但是因为共源管 Ml的过驱动电压和栅宽与LNA的噪声,线性度,输入匹配均直接相关,因此需 要综合权衡考虑。如果需要实现增益可调,那么需要对电路的跨导,负载等进行
控制。

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3.5.3线性度
对于无线通信系统射频前端来说,噪声和线性度是两个非常重要的性能参 数。通常射频前端的前几个模块对系统的噪声起主要作用,而线性度则相反,越 是后面的模块,越起主要作用【11。这是因为接收机接收到的信号通常都非常小, 前几级模块带来的线性失真可以忽略,但是在后几级模块,信号被放大到了比较 大的程度,这个时候信号的失真通常会对信号质量造成比较大的影响,因此线性 度的研究主要几种在后面几级模块,如混频器Mixer,可变增益放大器VGA,功 率放大器PA等。 但是现在有越来越多的人对低噪放的线性度进行研究,主要原因是随着无线 通信技术的广泛应用,频谱资源越来越紧张,因此很多通信设备共享同样的频谱 资源,例如2.4GHz,目前有基于IEEE802.15.4的Zigbee通信系统,基于 IEEE802.1lb的WLAN通信系统,蓝牙通信系统,以及其他的应用于工业、科技、 医学的通信系统。当不同设备同时工作时,相互之间的干扰可能变得很严重,如 果干扰信号为强信号时,将会产生交叉调制现象,甚至有可能检测不到有用信号, 另外低噪放的线性度性能与系统的动态范围也有密切的关系。 对于无记忆的非线性器件,通常是将器件的传输特性在工作点附*用幂函数
展开: y(r)=qxO)+吒xO)2+a3x(t)3+… (3.58)

假设输入信号为单频信号Acos∞t,可以计算得到:

y(,)=了a2

A2+(口1彳+三}彳3)coscot+号么2 COS2∞H鲁彳3
‰=口l彳+孕A3

COS3∞f(3.59)

从式3.59可以看到,系统的信号增益为:
(3.60)

式3.60中a3通常是小于0的,也就是说随着输入信号幅度的上升,系统的 信号增益是呈现压缩的趋势,当增益下降到比理想增益小ldB时的输入信号幅 度通常成为ldB压缩点【11: 以一l积=
(3.61)

另外一个衡量系统非线性性能的参数是三阶互调截点IIP3,它定义为:当两

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个频率非常接*的信号共同作为输入信号时,会产生2601.C02和2c02.∞l频率分量, 当这两个分量的功率和基波功率相等时,对应的信号输入功率称为IIP3。因为这 个三阶互调分量与基波分量的频率很接*,用滤波器很难消除,是低噪放非线性 主要的性能参数【1】:

伽网

(3.62)

以上的ldB压缩点和三阶互调截点的计算是假设输入输出系统是无记忆系 统,在低频的系统非线性分析中比较常用。由于电路中电容和电感的作用,低噪 放是一个有记忆的系统,因此通常需要用伏特拉级数来分析,文献‘251应用这个工 具对低噪放的非线性特性进行了详细的分析,得出一个很重要的结论:低噪放非 线性的好坏主要取决于共源MOS管的栅源电压,栅源电压越大,LNA非线性性 能越好,而与共源MOS管的栅源电容无关,这表明如果我们希望能够在不提高 LNA功耗的条件下提高非线性性能,我们可以降低共源管的栅宽,提高MOS的

过驱动电压‰。对于两级放大的LNA结构,它等效为两级线性网络的级联,可
以用多级线性网络线性度级联公式进行分析,它的线性度性能通常要比单级放大
的LNA差一些。

3.5.4稳定性
对于低噪声放大器的设计,首先要保证低噪放能够工作稳定,其次才是满足 性能指标的要求。低噪放的稳定性与S参数有关,只要满足条件【11:

则LNA是无条件稳定的,其中k成为Rollett因数,从式3.63,3.64可以看 出,LNA的稳定性是与频率有关的,在某段频率范围LNA能够稳定工作,在其 他的频率可能是不稳定的。LNA在一般的情况下都满足S12 ̄o,这时k会远大于

七=一2Is,

>?

:1.I&,I

㈦63,
(3.64)

h=Sli?S22一S2?&l<l

1,3.63条件是满足的.当Sll与鼢都小于1时,条件3.64也是满足的,因此,
在通常的情况下,特别是LNA的输入输出都进行了阻抗匹配时,低噪放是绝对 稳定的,一般只需要在LNA的基本器件参数都定下来之后,进行稳定性的验证
就可以了。

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共源共栅源级电感负反馈LNA

3.5.5低功耗设计
对于无线通信系统,低功耗是电路设计工程师永恒的追求,为了获得一定的 增益,低噪声放大器通常都要消耗比较多的功率,因此研究LNA的低功耗设计 是有有意义的工作。 对于LNA的低功耗设计,目前主要分为两个方向: 一个是研究经典的共源共栅源级负反馈低噪放(CISD.LNA)的功耗和噪声 优化方法,这种技术称为PCSNIM技术,由Thomas.Lee在1997年提出【141,是 目前LNA设计最主流的方法。采用这种技术能够实现在低功耗约束下的噪声优 化,目前有非常多的文献对这种方法进行改进。本文的低噪放的设计也采用了这 种设计思想,能够实现在低功耗和输入阻抗匹配的约束下,实现噪声系数的最优
化。

另外一个低噪放的低功耗设计方向是对电路结构的创新,主要的研究思路是 借鉴其他的射频电路中的低功耗设计方法,对低噪放电路结构进行改进,目前采 取的比较多的是电流再使用技术【¨,如图3.22所示:

图3.22、电流再使用结构LNA 这种方法将共栅的NMOS管换成PMOS管,要因为PMOS管和NMOS提 供的跨导增益在输出的地方可以叠加,因此只需要CISD.LNA一半的偏置电流 就可以提供同样的电压增益,这种结构的缺点是对应的噪声比CISD.LNA稍微 有所增加,另外因为缺少共栅管的隔离,Miller效应的影响比较严重,LNA的输 入状态容易受输出回路的影响。

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2.4Gllz

LNA设计与优化

第4章2.4GHz LNA优化与设计
在2.4GHz频段上有很多无线通信系统的应用,包括基于IEEE802.15.4的 Zigbee通信系统,基于IEEE802.1lb的WLAN通信系统,蓝牙通信系统,以及 其他的应用于工业、科技、医学的通信系统等,因此2.4GHz的LNA设计优化 的研究具有重要的理论和现实意义.
4.1

GP算法介绍

几何规划由数学家R.J达芬和E.L彼得森等人于1961年在研究工程费用最小 化问题的时候提出,是非线性最优化中最有效的方法之一。几何规划本质上是凸 优化【391,其目标函数和约束条件均由正多项式构成,利用其对偶性的特点,把非 线性问题的求解转化为具有线性约束的优化问题,使得求解大为简化。 GP求解收敛速度快,解的过程和初始点无关,所求解必为全局最优解,可 以用来实现具有特定约束条件的电路参数自动生成。 令x=伍,,X2,…,x,O为由n个正实数组成的向量,则称形如式4.1.a的函数gjf:X) 为正单项式函数,形如式4.1.b的函数.石f訇为正多项式函数,其中cj>O,a玎∈足。

gj(x,,...,吒)=c,*《4…移


(4.1.a) (4.1.b)

f(xl,...,Xn)=艺g驴(‘,...,‘)
i*l

GP问题的形式可以表示为:

目标:最小化.而∞

约束:五∞S1,i=1,...,q;
舒∞2l,卢1….,,..
(4.2)

式中X=(XI,X2,…,而)为正实数向量,石是正多项式函数,毋是单项式函数,g 和,.分别为对应约束项的个数。 GP算法的使用最关键的问题是需要将各约束表达式参数转换成所需要的形 式,因为LNA中的几种主要的约束方程均为正单项式和正多项式(偏置电流方 程式3.3形式可以采用*似的式3.2的正单项式形式),因此可以直接通过移项 变换等转化将实际情况下的约束条件化成需要的形式。

4.2基于理想电感的LNA电路GP优化
将偏置电流方程式3.3化简为W=Io(‰托晟砒)/(C。x魄缸‰2)后代入式(3.45)

便可以得到功耗约束下的噪声优化结果,如图4.1所示,其中舻2.4GHz。

32

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2.4GHz

LNA设计与优化







号t

≯s




O 0 0.2 04 08 0.8 '

、通|、

图4.1、不同功耗约束下的Vod-NF曲线 从图4.1可以看出,对于不同的功耗约束,噪声系数最优化对应的偏置点不 相同,其最佳噪声系数值随着功耗的增加略微有所改善,但是改善的量非常少, 因此,对于LNA电路的设计,选择偏置电流为而=2mA(对应的功耗为2.4mW) 的约束能在获得极佳的噪声性能的同时有效的降低电路的功耗。 为了增加LNA的优化的求解空间,可以在跨导管Ml的栅源之间增加一个额

外的电容G,这样一方面可以增大LNA输入电容,减小LNA输入电感的值,
另外能够一定程度上改善LNA的性能【301。由于所有电路性能参数表达式都已经 是正多项式,功耗约束下的LNA的噪声优化问题可以写成如下的GP形式: 目标:最小化噪声系数NF: 5足鼠oQ2


NF=1

4。瓦6(1+K)-2+击+怒+可2cx/-y8/5(1+K)Rsa
5足gdo cjc匹]

gdoQ2

Ra&oQ2

(4.3.o)
、 7

约束:gmLs/(RsCt)=l
(.002LtCt=l

(4.3.a) (4.3.b) (4.3.c) (4.3.d) (4.3.e) (4.3.f) (4.3.g) (4.3.h) (4.3.i)
(4.3 j)

№《。xVod2W/(2LAbld)=1
Id/Im觚=1 O.02/gm<l

L以在1
2CoxLW/(3Cgs)=1
2n-fo/00=l

Wmin脚S1

其中(4.3.a ̄b)是输入阻抗匹配约束,(4.3.州)是直流功耗约束,(4.3.e)是跨导
约束(增益约束),(4.3.f)电感约束,(4.3.g ̄h)是电容约束,其中C“=c。.(1+K)Cgs, (4.3.i ̄j)是工作频率和栅宽尺寸约束。以最小化噪声系数(式4.3.0)为优化目标。 只要输入相应的工作频率、功耗及其他约束,便可以很快得到该功耗约束下实现 电路最佳噪声所需要的电路参数。

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2.4GHz

LNA设计与优化

GP求解器为由美国斯坦福大学的Almir Mutapcic等开发的matlab程序【40】 包。表l是取工作频率2.4 GHz,0.18 p.m CMOS工艺,2 mA电流约束(偏置电 压Vdd为1.2 V)的GP优化结果。 表4.1、2.4 GHz LNA约束及优化结果 参数 工作频率.厂 MOS管长L
偏置电流ld

设计约束GP优化结果
2.4GHz 2.4GHz

0.18岬0.189m
2mA
≥O.02S

2mA
O.02S

跨导踟
MOS管宽形

≥O.5岬87.69m
≥0.01nH 之O.01nH 15.31nH 0.878nH 136fF

栅极电感厶 源级电感厶 栅源电容C厶 噪声系数NF

_>10ft

…0.3847dB

为了验证以上的优化结果,采用台积电(TSMC)O.18um工艺RF CMOS工 艺进行仿真验证。原理图如图3.6,LNA电路输出级电路及偏置电路参数取表4.1 的GP优化结果。根据3.5.2节的理论,为了提高增益,需要尽量提高输出匹配 电感的值,这样可以减小输出电感分流效应对增益的恶化,同时也可以减小输出 谐振电容值。但是,如果输出电感的值过大,电感的寄生电阻会在一定程度上导 致噪声的恶化,另外片上大电感的实现也有困难。 根据经验输出电感的值可以取8~15nH之间,本文的输出匹配电感Lo=15
nH,

输出匹配电路采用3.5.1节介绍的匹配网络来实现。首先使用一个串联电容COI, 调整这个电容的值,使得输出导纳的实部为0.02,等效于将较大的输出电感等效 寄生电阻值调整为500,采用了表4.1的电路参数后,本文的这个电容值为 Col=220矾然后可以并联一个电容6"02,调整这个电容的值,使得输出导纳的虚 部为0,本文的c02的值为C02=690 fF。跨导管M1的栅源电压为%=O.61 V,偏 置电压为确d=1.2 V,偏置电流为10=2 mA。其S参数和噪声系数的仿真结果如下
所示:

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2.4GHz

LNA设计与优化

,一、 ,一、

r r
(,)

、-—,

、_一,

∞ 刁

freq,GHz 图4.2、基于理想电感的2.4
GHz

LNA输入反射系数Sll的仿真结果

,一、 ,-、

N N
c/)

、-一
、_-一一

∞ 口

freq,GHz 图4.3、基于理想电感的2.4
GI-Iz

LNA输出反射系数S22的仿真结果

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,_、 ,一、

、一


(,)

、-—一

、-—一


‘D

freq,GHz
图4.4、基于理想电感的2.4 GHzLNA正向增益S2l的仿真结果

—一、 ,一、


、一

、-一一

∞ ∞ 刁

、-—一

freq,GHz
图4.5、基于理想电感的2.4
G[-]z

LNA反向传输系数S12的仿真结果

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2.4GHz

LNA设计与优化

t--

?一,o、

石N k、-一, 止= L Z

freq,GHz 图4.6、基于理想电感的2.4 在2.4GHz的工作频率下,Sll一22
GHz LNA噪声系数仿真结果

dB,&2=-30dB,S2l=24 dB,LNA电路的噪

声系数为O.41(1B,与最佳噪声几乎相同,而与之前GP优化的结果(0.3847dB) 相比,差距仅O.02 dB,这可能来自于源级电感厶和输出匹配电感三。的寄生电阻, 以及电路模型参数的不一致。 表4.2给出了*期公开发表的2.4
GHz CMOS

LNA的设*峁渲惺

示功耗,三表示MOS管工艺尺寸。从表4.2中的参考数据可以看到,根据修正 公式,采用GP优化的2.4
系数。
GHz LNA具有更低的功耗、更高的增益和更优的噪声

表4.2、LNA性能结果比较
设计 本文 【26】 【27】 [28】 【291 flGHz
2.4 2.4 2.4 2.4
-,l

Sl l/dB


S2l/dB

NF/dB 仉


P/mW

L/lam m




抖 4









9石5
B m¨"=暑

2 叭4名2 15

2.4



侈批:2兰; 吃

9∞档配

m仉仉 埔5筋筋埔

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2.4GHz

LNA设计与优化

4.3全集成的LNA电路GP优化
本文的全集成LNA设计采用台积@(TSMC)0.18urn CMOS工艺,其中电感 采用的是片上螺旋电感,图4.7是工艺厂家提供的电感二端口模型,图4.8是一 个7nI-I的片上螺旋电感的品质因数仿真图,其仿真模型和参数均由工艺厂家提 供。

图4.7、片上螺旋电感的二端口模型 由于LNA电路结构复杂,大部分的文献在对电路的噪声进行分析和优化时, 往往专注于晶体管噪声的优化,而忽略了电感寄生电阻噪声的影响。然而,在 CISD-LNA电路中,栅电感Lg通常是一个较大的值,而片上电感的Q值往往较 小,仅仅对晶体管噪声进行优化将得不到噪声综合的最优化结果。

图4.8、片上螺旋电感品质因数仿真结果 在LNA电路的工作频率fo远远小于电感的自谐振频率fT时,电感的等 效寄生电阻,.可以表示为‘151:

,.=COot/鳓

(4.4)

为了增大LNA输入电容,减小全集成LNA片上输入电感的值,同时增加 LNA的优化空间,可以在跨导管Ml的栅源之间增加一个额外的电容,LNA原
3R

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2.4GHz

LNA设计与优化

理图如图4.9:

图4.9、全集成LNA完整的原理图 将式4.2代入式3.45,可以将包含栅极电感噪声的功耗约束下的全集成LNA 的噪声优化问题可以写成如下的GP形式:

州+笼+瓦(5(1+K)-2+南+貉4。可2cqty8/5(I+K)Rsa


目标:最小化噪声系数NF: 5R鼠oQ2


足(k

5Rgd。

gd。2 O

R仅gdoQ2

(4.5.0)
、 7

约束:gmLs/(RsC,)=1
(002kCt_l

(4.5.a) (4.5.b) (4.5.c) (4.5.d) (4.5.e) (4.5.f) (4.5.g) (4.5.h) (4.5.i) (4.5.j)

№丘CoxVod2W/(2LAbId)=I
Id/Im积=1

c.ooLg/(rQind)=1 L舡在1 2C僚LW/(3Cgs)=1

CriCkl
2兀fdcoo=l Wmi./W<l

按照4.2节的优化方法,便可以得到功耗和输入阻抗匹配约束下的全集成 LNA器件参数值和噪声系数的优化结果:
表4.3、2.4 参数 工作频率厂 MoS管长三 品质因数Q椭d 偏置电流历 MOS管宽矿 栅极电感£2 源级电感厶
GHz

LNA约束及优化结果

设计约束GP优化结果
2.4GHz 0.189rn 7 _<4mA 芝O.59m ≥0.01nil ≥O.01nil 2.4GHz

0.181am
7 4mA 144.641.un 6.794nH O.895nH 0.424pF 1.847dB

栅源电容o>o.01pF
噪声系数NF一-
39

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LNA设计与优化

为了验证以上的优化结果,采用台积电(TSMC)O.18urn工艺RF CMOS工 艺进行仿真验证。LNA的参数为:偏置电压玩产1.2

V,偏置电流』捌mA,Ml
11H,

管和M2管的栅宽Wl=Wz=81.tmxl8,栅级电感三g-6.9 11H,源级电感三。=0.95

栅源电容Cex=420 fF,输出匹配电路的设计方法与4.2节一样,输出匹配电路和 偏置电路的参数已标示在图4.9,其s参数和噪声系数的仿真结果如下所示:

、一 、一

(,)

∞ 勺

freq,GHz

图4.10、2.4 GHz全集成LNA的输入反射系数Sll的仿真结果

N N
c,)
、-—,


‘o

freq,GHz 图4.11、2.4 GHz全集成LNA的输出反射系数S22的仿真结果

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2.4GHz

LNA设计与优化

,‘、 ,‘、

r N 、-/

、_—,

1313 -O

freq,GHz
图4.12、2.4 GI-Iz全集成LNA的正向增益S2l的仿真结果

,’、


(,)

r 、-/
、-一一

∞ 刁

freq,GHzfreq GH


图4.13、2.4 GHz全集成LNA的反向传输系数S12的仿真结果

41

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e--

F t'Xl

正管 L


freq,GHZ 图4.14、2.4 GHz全集成LNA的噪声系数的仿真结果

在2.4GHz的工作频率下,Sll一35

dB,&2—21 dB,&l=18

dB,LNA电路的噪

声系数为1.88 dB,与最佳噪声几乎相同,而与之前GP优化的结果(1.847dB) 相比,差距仅0.03 dB,这可能来自于源级电感厶和输出匹配电感三。的寄生电阻, 以及电路模型参数的不一致,另外如果进行版图设计和流片测试,会有一定程度
的恶化。

表4.4给出了*期公开发表的全集成CMOS LNA的设*峁4颖恚矗粗 的参考数据可以看到,本文提出的优化方法设计的全集成LNA具有更低的功耗 和更优的噪声性能。 表4.4、LNA性能结果比较
参数
频率IGHz
S11/dB S21/dB NF/dB

本文
2.4 -35 18

[3l】
2.4 .16.8 23

【32】
2.4

【33】
2.4 .24.1
14.6

[34】
5.2

-11
13.3 2.6

.10
1l

1.88 4.8
0.18

3.8
13

3.7
12.2

3.25 11.9 0.25

功耗/mW

11 0.25

Z-E/rtm

0.18

0.18

42

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LNA设计与优化

4.4增益可变的LNA设计
4.4.1

VG.LNA结构分析
低噪放是射频接收机的第一级有源电路,它首要的任务就是放大接收到的信

号,因为通过无线信道的信号通常是时强时弱的,低噪放应该能够进行增益可控, 当接收到的是相对比较小的信号时,LNA应该工作在大增益的状态,反之工作 在小增益的状态。 因为给出判断LNA工作在哪种增益状态的控制信号是由接收机的某个模块 给出的,通常是电压信号,LNA的增益调节应该尽量容易,并且是实时的。另 外,低噪放需要在不同增益模式下都能够满足输入阻抗,噪声,线性度,功耗等 性能指标的要求,这点是可变增益设计的难点。 我们在3.5.2节对低噪放的增益进行了详细的分析,将式3.56重新写为式4.6:

IK埘/"gi。l=IA,l?卅lz~I
其中各变量为:

(4.6)

I‰I

怍万丽1 2卜∥丽1∥心低I
、/l+(略2/岛2)‘

…=陋gin硼*/C+铲石,l

(4.7)

‘4刖

㈠"

彳I表示的是有效电流增益,主要取决于单位栅宽的跨导,与Miller效应系数 也有一定的关系。叩是共栅级MOS管修正因子,在通常情况下,呷约等于1。zLoAD 为输出负载。相应的LNA的增益可调主要有以下几种结构: 第一种结构是改变低噪放的有效电流增益彳l,主要通过对LNA偏置电流的

改变来实现对‰。/巳。的调节,从而改变LNA的功率增益。因为g,n。/%,与LNA
的输入匹配及噪声系数都有密切的关系,如果在一种增益模式下,LNA实现了

噪声和输入阻抗匹配,那么在另一种增益模式下,通常LNA的噪声和输入阻抗
性能会有较大的恶化,因此这种方案一般使用得很少。 第二种结构通过改变共栅管的有效栅宽来改变Miller效应系数K及负载Cgd2

43

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LNA设计与优化

的值,从而改变电路的增益,其电路图如图4.15【35】:
vdd

ut

图4.15、改变共栅管有效栅宽结构的VGLNA 这种增益调节方式是通过改变几个共栅MOS管的电压来改变几个共栅管的 工作状态。通常为了能够达到所需要的增益调节范围,栅宽的改变值比较大从而 导致跨导MOS管M1漏极电压大范围的改变,另外等效共栅管也会工作在饱和 及线性放大等几个不同的状态,从而导致偏置电流一定范围的波动,更大的缺陷 是会使LNA的噪声发生很大的恶化,表4.5是文献‘351的仿真结果. 表4.5、文献[35】中的VGLNA仿真结果
Mode
l l 11 01 1 1 0011 000l

S21(dB)
.18.8 .14.8 .13.1 。lO.5

S1l(dB)
15.2 l 1.5 8.09 4.15

Nr(dB)
1.5 2.02 2.87 4.45

Pldb

Power Consumption

(dBm)
.13.9 ?12.76 .13 .13.9

6.2mW

5.8mW 5.3mW 4.65mW

第三种结构是通过改变流过共栅管的电流来改变Miller效应系数K及共栅级 MOS管修正因子瑁的值来改变增益,为了达到所需要的增益调节范围,需要大 范围的改变流过共栅管的电流,电路图如4.16[36】:

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LNA设计与优化

图4.16、改变共栅管电流结构的VGLNA 这种方案的优点在于,能够保证LNA的输入输出阻抗匹配状态及功耗不变, 且能够实现大范围的增益调节,文献[36]中实现了40dB的增益调节,缺点是噪 声系数会极大的恶化,文献[36】的测试结果如表4.6: 表4.6、文献[35】中的VGLNA仿真结果

IRL(dB) 0RL(dB) GAIN(dB) NF(dB)

—15

—20 —8 8 7 0 15 at 1.8 V supply 0.8×0.7 mm2

—15
—7

—8 19
3.1

—19.5 18
—4

IIP3(dBm)
1)12 current(mA)
Die size

—9

第四种结构是改变输出回路负载的方式来改变功率传输匹配的状态,从式4.9 可以看到,改变负载汤。ad的值可以较大范围的改变LNA的增益,另外能够保证 电路输入状态的稳定。改变负载相应的有两种方法,一种是改变负载的实部,另 外一种是改变负载的虚部,改变实部可以通过改变接入电路输出回路的电阻的值 来实现,这种方法的缺点是因为引入了额外的噪声源,通常会导致LNA噪声系 数一定程度的恶化,同时对接入的等效电阻的值的精确控制具有一定的难度,另 外一种是通过改变负载的虚部,这种方法只需要改变接入输出电路的电容或电感 值便可以很容易的实现,因为纯导纳器件不会引入额外的噪声,因此能够保证 LNA噪声性能的稳定。
4.4.2

VG.LNA设计
本文增益可变LNA采用的是其中第四种方案,通过改变接入输出回路电容

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值的大小来调节LNA的增益,其电路图如图4.17所示:

图4.17、VGLNA电路原理图 电路分为三个部分:第一是LNA的输入和放大电路,第二部分是输出负载 电容可变电路,为了使得LNA能够在整个工作电压变化范围实现两段式高低增 益调节,在MOS管的栅电压之前加了一个反相器,其中PMOS管的栅宽为NMOS 管栅宽的三倍,从而可以实现O~%d/2和虼d/2~虼d范围的增益调节。对接入电容 的控制主要通过对NMOS管M5的控制来实现,当Vctr的电压为高时,M5的栅

源电压为0,MOS管M5的跨导gm为0,接入负载的电容为%Cgd/(Cc灯+C酣),
约等于Cgd,当‰的电压为低时,M5的栅源电压为高,MOS管M5的跨导gm
较大,接入负载的电容等效为Cm。 第三部分是输出buffer,采用了两个NMOS管和一个电阻来实现,其中电阻 Rl是为了消耗约0.8V的电压余度,从而减小这两个NMOS的过驱动电压,使得 buffer具有较小的电流值。 第一部分电路的参数优化方法与增益恒定的LNA一样,电路器件全部片上 集成,为了实现较大的增益调节范围,可调电容C。打取了较大的值约lpF,当控

制电压‰为高时,接入负载的电容为Cgd,约为170fF,调整输出电路的电感值, 使得输出电路在工作频率处谐振,LNA具有较大的增益,当控制电压‰为低时,

接入负载的电容为%,,约为950fF,这时输出电路在较低的频率处谐振,而在
工作频率处的增益为较低的值。 Ml管和M2管栅宽%=W2=100 gm,栅级电感三产6.3 nH,源级电感L。=1.05 nH,输出匹配电感Lo=8 nH,电容Ccx=470 fF,M3和lvh的栅宽分别为309m和 109m,M5栅宽为512um,M6和M7的栅宽分别为1001am和100Ⅲn,电容cctr

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4GIIz眦设*#优化

为950fF,栅级电压为pt=o 68V,偏置电压为Vdd=1 8V,偏置电流为10=3.7mA.
4.4

3VG-LNA版图设计与后仿结果
LNA的版图如图4 18,采用的是TsMC 0.1Sum工艺,芯片核心面积为

630*570岫.

固418.VGLNA电路版图 版圈设计主要考虑了以下几点: 1、器件的选择.虽然RFMOSFET比普通的MOSFET面积大很多,但是其 射频模型比较精确,同时具有较好的噪声性能,因此对于LNA的设计,在器件 的选择方面,跨导蕾和共栅管需要选择RF MOS管,对于偏置电路和反相器电 路,可以选择普通的MOS首,这样可以兼顾性能和面积. 2,布局.布局主要考虑输入输出端口的隔离,直流通路和信号通路的隔高 等,另外呆用适当的布局可以较大程度的减小长互连线的出现. 3、互连线.对于金属互连线,有一个最重要的也是必须耍遵守的规则就是, 互连线所能稳定承载的电流必须大子该电路支路可能会通过的电流,否则在流片

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2.4GHz

LNA设计与优化

后的测试过程,金属互联线可能会因为过热而断掉。根据经验法则,在O.18urn 工艺下,各层金属的宽度(urn)就是能够承载的电流大小(IILA),在做后仿时,通常 需要验证SS,tt,ff三种工艺角,因此在版图设计过程中,也必须保证各条支路互连 线的宽度能够在三种工艺角下都大于其可能会通过的电流。 另外需要注意的一个原则就是,尽量减小互连线的高频寄生参数。对于短距 离的互连线,因为其寄生电容比较小,可以适当的采取比较宽的走线。对于长距 离的互连线,因为过宽的走线会有比较大的寄生电容,因此其宽度要综合考虑寄 生电阻和电容效应,最好能够用三维电磁仿真软件(CST)对其进行寄生参数提取, 这样才能使得后仿结果尽可能的接*流片结果。同时在可能的情况下,尽量不要 出现直的折角,可以走成450。 4、通孔。对于不同的工艺厂家,每个通孔能够通过的电流会有所不同,但 是通常方形通孔阵列的横截面积要比同样宽度正方形金属线的横截面积大很多, 一般都能够满足通过的电流约束,一般通孔的数量尽量少一些,可能较大程度的 减小其寄生电容。 5、焊盘(PAD)。焊盘从其作用来看,可以分为两类。一类是电源、地焊盘, 一类是信号输入输出焊盘。电源、地焊盘主要是需要设计静电保护电路,对于信 号输入输出焊盘,因为焊盘面积较大,其寄生电容值比较可观,需要将其模型与 电路设*岷掀鹄纯悸恰 高低增益模式下的s参数和噪声系数版图后仿结果如图4.19 ̄4.22,设* 果已送工艺厂家流片。

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2.4GHz LNA设计与优化

图4.19、高增益模式S参数版图后仿结果
…,--;11
dB20j’竺j;穗dB20”二’矗t6i西7””””””??i…4”I“。|j”彬””ji铲‘”?”1’。二。。””9’。I’”“。÷骣

图4.20、低增益模式s参数版图后仿结果

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2.4GHz

LNA设计与优化

图4.21、高增益模式噪声版图后仿结果

图4.22、低增益模式噪声版图后仿结果

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结束语

结束语
本论文主要研究CMOS低噪声放大器的相关理论和设计优化方法。第一章 简要介绍了CMOS低噪放的研究进展,第二章介绍了噪声理论及MOSFET中的 主要噪声,第三章和第四章是本论文的重点。 其中第三章主要研究了目前最常用的共源共栅源级负反馈结构的低噪放 (CISD.LNA)的一些性能参数。首先对目前在低噪放设计中一直被忽略的Miller 效应进行了分析,分析和仿真结果表明忽略Miller电容将导致对低噪放各种性能 参数一定程度上的误估计。之后对低噪放的模型进行了修正,在这基础上研究了 LNA的输入阻抗匹配、噪声系数、输出匹配、增益等性能参数,给出了对应的 性能公式的详细的推导过程,并对线性度、稳定性及低功耗设*辛私樯芎投
性的分析。

第四章应用之前的理论和分析结果,对LNA进行了设计和GP优化: 1、第二节利用第三章的Miller效应和噪声分析的结果进行了功耗及输入匹 配约束下的GP优化。这部分的研究成果已被浙江大学学报工学版期刊录用。 2、第三节研究了全集成LNA的GP优化与方法。由于片上电感的Q值通常 较低,其寄生参数引入的噪声与MOSFET的噪声相比是一个较大的值。本文通 过分析得到了包括电感和MOS管噪声的噪声系数公式,在这基础上提出了全集 成LNA的噪声GP优化方法。这部分的工作得到高等学校博士学科点专项科研 基金(No.20060335065)的支持,研究成果已在中国科技论文在线期刊上发表。 3、在实际的射频系统应用中,LNA通常需要设计成增益可调的。要设计出 具有一定的增益及可调范围,同时输入输出阻抗匹配,噪声,功耗,稳定性等性 能能够保持稳定且能满足要求的LNA一直是一个难点。本文在第三节介绍了目 前存在的一些VGLNA的结构,指出了这些电路结构的不足,提出了一种性能良 好的VGLNA电路,并以TSMC 0.1Sum工艺制程进行了版图设计和后仿,设计 结果已送工艺厂家进行流片制造。 低噪放设计优化的研究其实经历了一个比较曲折的过程。在最开始做LNA 的优化时就碰到了难以解决的问题,研究发现在用Matlab进行定量的数值优化, 优化出来的参数在用Cadence.Spectre仿真验证时,发现数值优化的输入阻抗谐 振点及噪声系数与仿真结果有一定的差距,换了很多组数值,这个现象仍然存在,

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结束语

特别是输入阻抗谐振点总是存在20~30%的偏差,在做了大量的工作排除了模型 及参数误差后,发现问题很有可能来源于共源MOS管的栅漏电容Cgd,事实上 电容Cgd确实会导致严重的问题,这种现象在1967年被Millerman发现,后来被 称为Miller效应f37】.幸运的是,因为Miller电容c酣的影响涉及到反馈支路的计 算和等效,计算比较复杂,有很多人研究出来了各种等效和快速计算方法,其中 1998年s.M.Potirakis提出的反馈分解理论【21】是一种比较好的等效方法,在这基 础上他又在2005提出了Miller效应精确的计算方法【38】,使得Miller效应的分析 和计算得到比较有效的解决。不幸的是因为共源共栅源级负反馈LNA存在着 Miller电容Cgd支路和源级电感反馈支路这样两个反馈环,之前提出的各种快速 计算方法在计算CISD.LNA的Miller电容效应时都不适合。之后借鉴 s.M.Potirakis的反馈分解理论,用最基础的戴维南定理对所有节点进行V-1分析, 列了很多方程联合求解才得到了Miller效应系数K的表达式,因为这个表达式 比较复杂,在对LNA各种支路进行分析和仿真后,对K的表达式进行了化简和 *视,因此便有了公式3.17(3.2节Miller效应系数K的计算根据分析结果进行 了简化处理,式3.16是cgd开环计算结果,对LNA的Miller效应计算影响不大)。 在经历了这个研究过程后有三个心得:首先,很多现象和问题是很隐蔽的,因为 如果不进行定量分析和数值优化,就不会意识到CISD.LNA中存在Cgd的影响这 么一个问题,也正因为这样在LNA的设计优化文献中一直没有人提出这个问题; 第二,往往一个简单的公式的提出,都是研究者辛勤工作的结果,而研究的过程 与文献中给的推导过程往往是相反的;第三,我们应该尊重研究者的劳动成果, 但不应该屈服于权威,要多进行自己的思考。 由于自身理论的局限及时间的限制,未来的研究工作还需要在以下几个方面 进行展开: 1、首先需要对LNA线性度进行定量的分析。要对RF LNA线性度进行定量 研究首先需要掌握伏特拉级数这个工具,同时需要了解应用伏特拉级数进行射频 电路研究的方法,此外还要研究LNA小信号及大信号模型,本文3.5.3节只是简 要的介绍了LNA线性度的概念,对线性度的优化主要是参考文献【251中的线性度 的研究成果。 2、其次需要对可变增益低噪放(VGLNA)进行更深入的研究。本文4.3.1 节介绍了目前存在的几种主要的VGLNA结构,相应文献的仿真测试结构都表明
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结束语

这几种结构都存在着一些比较严重的性能缺陷,特别是噪声性能。本文对这几种 结构存在噪声恶化的研究主要依赖于仿真和定性分析,对各种结构VGLNA噪声 系数严格的理论推导和定量分析需要做两方面的工作:因为VGLNA的噪声恶化 主要是由共栅级和输出级引起的,需要将LNA分为输入级,共栅级,输出级三 级线性网络,然后研究多级网络的噪声贡献;另外在不同增益下,共栅级MOSFET 通常会工作在线性区和饱和区两种不同的状态,因此需要研究这两种状态下的共 栅级MOSFET的噪声和小信号模型。 3、最后需要研究RF电路的测试方法。本文4.3节设计的VGLNA已用TSMC 0.18um工艺制程进行了版图设计,在tt,SS,ff三种工艺角下的后仿结果均良好。 但是对于RF电路,特别是LNA,其测试结果与后仿结果通常会有比较大的不同, 偏差一方面来自工艺误差,另外很大程度上取决于测试方案设计的好坏。因此需 要设计一种测试方案:一方面能够尽量减小增益损耗和噪声恶化,同时能对这些 损耗进行精确的估计,从而能够将这这部分影响从测试结果中予以扣除,得到芯 片本身的性能结果。

浙江大学硕士学位论文

参考文献

参考文献
[1】陈邦媛,射频通信电路[M】,北京:科学出版社,,2005.5.
【2】D.V.Singh,K.A.Jenkins,J.Sleight,et
a1.Strained Ultrahigh Performance Fully

Depleted nMOSFETs With ft of 330 GHz and Sub一30一nm Gate Lengths[J].IEEE
Electron Device

Letters,VOL.27,NO.3,MARCH


2006. 802.1

[3】Khanh

Tuan

Le.Designing

ZigBee-ready IEEE

5.4一compliant

radio

transceiver'’,rfdesign,2004,www.rfdesign.com. [4】NGUYEN
T K,KIM C

K,IHM

G J,et

a1.CMOS
on

low noise amplifier design

optimization techniques[J].IEEE Transactions

Microwave

Theory and

Techniques,2004,52(5):1433—1442. [5】Chieh-Pin Chang,Jian—An Hou,Jionguang
Su,et a1.A

High

Gain

and Low HBM

Supply Voltage LNA for theDirect Conversion ApplicationⅥqm 4-KV ESD Protection in 90nm RF

CMOS[J].IEEE MICRoⅥ0≮~7E

AND WIRELESS

CoMPoNENTS [6】Shaikh

LETTERS,VOL.1 6,NO.11,NOVEM[BER 2006. Gain Low Noise Amplifier in

K.Alam,Joanne Degroat.A 2 GHz Variable
CMOS[C]//Circuits

O.1 8 um

and Systems。2005.48th

Midwest Symposium.

Cincinnati,Ohio:IEEE,2001:12?17.

[7】Nguyen,T.-K.,Nam—Jin CMOS

Oh,Hyung—Chul Cho,et a1.A 5.2 GHz image

rejection

low noise amplifier for

WLAN applications[C]//Radio
Symposium,
2004.Digest

Frequency

Integrated

Circuits(RVIC)

of

Pape瑙.

1色xas:IEEE,2004:1 97—200.

[8】Moreira,C.P.;Kerheve,E.;Jarry,P,et W-LAN IEEE

a1.A Concurrent Fully-Integrated LNA for

802.1 1 b/g/a Applications[C]//Microwave Conference,2006.36th

European.Manchester:IEEE,2006:1 552—1 555. 【9】Maisurah,S.;Wong
Sew Kin;Kung,F,et a1.O.1 8um

CMOS

Low Noise

Amplifier

for 3-5GHz Ultra-Wideband System[C]//Integrated Circuits,2007.ISIC’07.
International Symposium.Singapore:IEEE,2007:100—103.

[1 0】Wei Guo;Daquan Huang.The CMOS
low noise

noise

and

linearity optimization for



1.9一GHz

amplifier[C]//ASIC,2002.Proceedings.2002
Sun;Zhigong

IEEE Asia-

Pacific Conference.Taipei:IEEE,2002:253—257.

[11】Xiushan Wu;Ling

Wang.Low-Power 915MHz CMOS

LNA

Design Wave

Optimization Techniques for RFID[C]//Microwave and Millimeter
Technology, 2007.

ICMMT
54

07.

International

Conference.

浙江大学硕士学位论文

参考文献

Builin:IEEE,2007:1—4.

【12】Hasani,J.Y;Kamarei,M.;Ndagijimana,E
Cascode LNA in 90
nlTI

New Input

Matching

Technique for

CMOS

for

Millimeter

Wave Applications[C]//
RFIT 007. IEEE

Radio—Frequency International

Integration

Technology,

2007.

Workshop.Rasa

Sentosa Ibsort:IEEE,2007:282-285.

[13】BEHZAD RAZAVI,模拟CMOS集成电路设计[M].1版.陈贵灿译.西安:西

安交通大学出版社,2006,12.
[1 4】SHAEFFER
D K,LEE T H.A 1.5一V 1.5一GHz CMOS low noise

amplifier[J].

IEEE Journal of Solid-State Circuits,1

997,32(5):745?759.
figure

[1 5】BELOSTOTSKI
degenerated
on

L,HASLE J

W.Noise

optimization of inductively
Transactions

CMOS

LNAs wim integrated gate

inductors[J】.IEEE

Circuits and

Systems.I,2006,53(7):1409—1422.
of Thermal Noise in the 14.

[1 6】Roy,A.S.;Enz,C.C.Compact Modeling Transistor[J].Electron [1 7】A.vail
Devices,IEEE

MOS

Transactions,2005,52(4):61 1—6

der Ziel,Noise in Solid State Devices and Circuits.New

York:Wiley,

1986,ch.5.

[1 8】ENZ

C.An

MOS transistor model
Transactions
on

for RF IC

design valid in all regions of Theory and Techniques,2002,

operation[J].IEEE 50(1):342-348.

Microwave

[19】Sheu,B.;Ko,P.Short—channel
Circuits and Systems,IEEE

effects

on

MOS

transistor capacitances[J].

Transactions,1986,33(10):1030-1032.
Devices,IEEE

[20]Klein,P.A Compact-Charge LDD—MOSFET Model[J].Electron Transactions,1997,44(9):1483—1490. [2 1】POTIRAKIS
evolution
of S

M,ALEXAKIS
Miller’S



E.The feedback

decomposition
Journal

theorem:The
of Electron

theorem[J].International 998,85(5):571-587.


Engineering Education,1

[22】WEISS Q
Transactions

Comment
on

on

theorem

dual

to

Miller’S theorem[J].IEEE

Education,1 999,42(4):349-35 1. J,Ickhyun

【23】Hakchul J,Hee—Sauk

S,Minsuk

K.Design optimization of



1 0 GHz

low noise amplifier with gate drain capacitance consideration in 65

n/n

CMOS

technology[C】//Solid—State
International

and

Integrated—Circuit

Technology,2008.9th

Conference.Beijing:IEEE,2008:1480—1483.
L,HASLE J

[24】BELOSTOTSKI

W.Noise figure optimization

of

Wide-Band

55

浙江大学硕士学位论文

参考文献

Inductively-Degenerated

CMOS

LNAs[C].//Circuits

and

Systems.2007.

MWSCAS 2007.50恤Midwest.Montreal:IEEE.2007:1002.1005.
[25】Baki,R.A.;Tsang,T.K.K.;E1一Gamal,M.N.Distortion
Short?Channel Low-Noise IEEE in RF

CMOS

Amplifiers[J].Microwave

Theory and Techniques,

Transactions,2006,54(1):46-56.
HS,LI

【26】KIM

XP,ISMAIL M.A

2.4GHz 42“d

CMOS

low noise amplifier using
on

all

inter-stage matching and Systems.New

inductor[C]//The

Midwest Symposium

Circuits

Mexico:IEEE,1 999:1 040—1 043.
0.25urn
on

【27】YANG

Tao.Design of A 2.4GHz low noise amplifier in 2007 International

CMOS

technology[C]//IEEE

Symposium

Microwave.

Honolulu:正EE,2007:392-395. 【28】YANG Xiao—ming,THOMAS W,MAMACKEN J.Design
using 0.25um of LNA at 2.4 GHz in RF

technology[C]//Silicon Monolithic

Integrated Circuits

Systems,2001.Michigan:IEEE,2001:12—17.

【29]CHENG

Kuo-hua,CHU Hsin,JOU C E A novel 2.4 GHz LNA晰t11 digital gain

control using 0.1 8um CMOS[CIN Microwave Conference Proceedings,2005.
Asia-Pacific:IEEE,2005:4-7.

【3 0】ANDREANI P,SJOLAND CMOS
low noise

H.Noise optimization of Transactions

an

inductively degenerated

amplifier[J].IEEE

on

Circuits and Systems.II,

2001,48(9):835-841. 【3 1】LUO
Z,Rustagi S.A IV,2.4GHz fully integrated LNA using O.1 Sum

CMOS

technology[C].ASIC
1062.1065.

2003.Proceedings 5缅International Conderence 2003:

[32】Chih CMOS

H T'Ying Z H,Chin F C.An accurate cascode

design

of fully integrated 2.4GHz

LNA[C].2005.IEEE

VLSI—TSA International Symposium.

2005:169.172.

【33】Wang



C,Jian



M.Design

of



fully integrated switchable transistor CMOS

U、『A南r 2.1/2.4 GHz application[C].2006.Proceedings of the l吼European

Microwave 【34】Ruey


Integrated Circuits Conderence.2006:133-136. S L.A fully integrated 5.2 GHz inductively
on

W,Huang W C,Jian

degenerated Low Noise

Amplifier【C】.2004 IEEE Asia—Pacific Conference

Circuits and Systems.2004:285—288.

【35】Kuo-Hua Cheng;Jou,C.F.A Novel using
0.1 8um

2.4GHz LNA with Digital Gain Control Conference

CMOS[C].Microwave
56

Proceedings,2005.APMC

浙江大学硕士学位论文

参考文献

2005.Asia-Pacific Conference Proceedings.2005:4-7.

【36】Chieh—Min
GHz

Lo;Shih-Fong Chao;Chia-Chi Chang,et a1.A Fully Integrated 5-6 Variable-Gain LNA Using Helix-stacked

CMOS

Inductors[C].European

Microwave Integrated 【3 7】J.Millman

Circuits Conference,2006.The 1st.2006:348—35 1.

and C.C.Halkias,Electronic Devices and Circuits.New York:

McGraw-Hill,1 967,PP.348-349. [38】Potirakis,S.M.;Alexakis,GE.An
theFrequency Response and
on

Accurate Calculation of

Miller

Effect

on

the Input and Output Impedances of Feedback

Amplifiers叨.Circuits 2005,52(8):491-495. 【3 9]J.Millman and

and Systems II:Express Briefs,IEEE Transactions,

C.C.Halkias,Electronic Devices and Circuits.New York:

McGraw-Hill,1 967,PP.348.349. [40]BOYD S,ⅪM
S J,VANDENBERGHE L,et a1.A tutorial
on

geometric

programming【EB/OL].[2005?12-26].http://ww w.stanford.edu/一boyd.html.

57

浙江大学硕士学位论文

攻读硕士学位期间所发表的学术论文

攻读硕士学位期间所发表的学术论文
?黄晓华,陈李佳,周金芳,陈抗生,CMOS低噪声放大器Miller效应分析与噪 声优化[J】,浙江大学学报工学版(已录用)。 ?黄晓华,王先锋,周金芳,陈抗生,一种新的全集成CMOS低噪声放大器优 化设计方法【J】,中国科技论文在线(已发表)。

58




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